李 瑾

(南昌工程學(xué)院 電氣工程學(xué)院，江西 南昌 330099)

近年來(lái)變頻調(diào)速技術(shù)已成為實(shí)現(xiàn)節(jié)能降耗的重要措施。由于采用二極管不控整流的電壓型交-直-交變頻器無(wú)法讓電能雙向傳遞，會(huì)使電機(jī)的再生能量在直流側(cè)濾波電容上產(chǎn)生的泵升電壓造成主電路中功率器件、濾波電容的過(guò)壓損壞[1]。而PWM技術(shù)具有能大大降低直流側(cè)泵升電壓以增強(qiáng)系統(tǒng)工作的可靠性，輸出諧波含量小，功率因數(shù)近于1，并可實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)差功率的雙向流動(dòng)從而提高電能利用率等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛用于電機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)[2]。本文提出了一種整流側(cè)采用引入新型開(kāi)關(guān)矢量表的DPC，機(jī)側(cè)變流器采用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向的矢量控制的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)，對(duì)其網(wǎng)側(cè)和機(jī)側(cè)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)的結(jié)果表明，將該調(diào)速方案用于泵站電機(jī)不僅可減小網(wǎng)側(cè)電流的諧波，還能增強(qiáng)直流母線電壓的穩(wěn)定性和系統(tǒng)的抗擾能力，從而顯著減小電容體積并降低成本。

整流和逆變部分都引入PWM技術(shù)的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)主電路見(jiàn)圖1，其變頻器再生能量可回饋電網(wǎng)并能方便地實(shí)現(xiàn)電機(jī)的四象限運(yùn)行[3]。

圖1 雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)主電路

圖2是主電路中的PWM整流器，它在同步dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型如下：

(1)

式中：ed、eq—三相電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)ea、eb、ec經(jīng)3s/2r坐標(biāo)變換后得到的d、q軸分量id、iq—三相電流ia、ib、ic經(jīng)3s/2r坐標(biāo)變換后得到的d、q軸分量。

開(kāi)關(guān)函數(shù)SK=1表示上橋臂開(kāi)通，下橋臂關(guān)斷，SK=0則反之(K=d，q)。

圖2 三相電壓型PWM整流器電路

2.1 DPC 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

PWM整流器DPC控制系統(tǒng)如圖3所示，其控制部分為電壓外環(huán)功率內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，直流母線電壓給定值與實(shí)際值的差作為外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸入，其輸出與直流側(cè)電壓給定值相乘作為有功功率給定值，無(wú)功功率給定值設(shè)為0以使功率因數(shù)為1。有功和無(wú)功功率的給定值與其實(shí)際值比較后作為滯環(huán)比較器的輸入，由滯環(huán)比較器的輸出和扇區(qū)判斷模塊輸出的θ值就可從開(kāi)關(guān)矢量表中選擇合適的電壓矢量來(lái)控制功率開(kāi)關(guān)器件。

圖3 PWM整流器 DPC 控制系統(tǒng)

2.2 滯環(huán)比較器

滯環(huán)比較器采用bang-bang 控制，單級(jí)滯環(huán)比較器的輸出只有1和0兩個(gè)值，這里采用三電平有功功率滯環(huán)比較器，在-Hp

(2)

(3)

2.3 開(kāi)關(guān)矢量表

DPC的核心是選擇開(kāi)關(guān)矢量，傳統(tǒng)DPC忽略了平波電抗器電壓降可能使無(wú)功功率不可控，換相時(shí)刻不可控程度會(huì)更大[5]。本文采用表1所示的新型開(kāi)關(guān)矢量表以縮小無(wú)功功率的不可控區(qū)并降低開(kāi)關(guān)頻率[6]，其中Sp、Sq分別是有功和無(wú)功功率滯環(huán)比較器的輸出，θ1～θ12對(duì)應(yīng)扇區(qū)1～12。

機(jī)側(cè)變流器采用將d軸定向于轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶喀譺方向上即轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向的矢量控制并引入SVPWM技術(shù)。將異步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型從三相靜止的abc坐標(biāo)系變換到按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的兩相同步旋轉(zhuǎn)的dq坐標(biāo)系，可得ψr只與d軸分量id有關(guān)而與q軸分量iq無(wú)關(guān)，電磁轉(zhuǎn)矩Tem則由iq決定而跟id無(wú)關(guān)。采用轉(zhuǎn)速和磁鏈閉環(huán)的矢量控制系統(tǒng)框圖見(jiàn)圖4。

圖4 矢量控制系統(tǒng)框圖

表1 新型開(kāi)關(guān)矢量表

4.1 網(wǎng)側(cè)PWM整流器仿真

1)純電阻負(fù)載。采用新型開(kāi)關(guān)矢量表的PWM整流器的Matlab仿真模型如圖5所示，圖中扇區(qū)判斷和三電平有功功率滯環(huán)比較器的子系統(tǒng)由編寫m函數(shù)實(shí)現(xiàn)，開(kāi)關(guān)矢量表子系統(tǒng)通過(guò)兩個(gè)二維表實(shí)現(xiàn)。仿真參數(shù)如下：電源線電壓380 V，網(wǎng)側(cè)電阻值R=10 Ω，電感值L=4.8 mH；
母線電容C=4700 uF；
電容初始電壓設(shè)為500 V，直流側(cè)電壓Vdc的給定值為600 V，滯環(huán)環(huán)寬Hp=±400 W。圖5中有功和無(wú)功功率計(jì)算的子系統(tǒng)如圖6所示。

圖5 PWM整流器的Matlab仿真模型

圖6 有功和無(wú)功功率計(jì)算的子系統(tǒng)

負(fù)載電阻初始值設(shè)為30 Ω，于t=0.1 s由30 Ω突變?yōu)? Ω，圖7(a)是網(wǎng)側(cè)a相電壓和電流仿真波形。負(fù)載電阻初始值不變，在t=1 s由30 Ω突變?yōu)?0 Ω所得的直流側(cè)電壓波形見(jiàn)圖7(b)，在t=0.6 s負(fù)載電阻由30 Ω突變?yōu)?5 Ω所得的有功、無(wú)功功率的波形分別如圖7(c)和(d)所示。

(a)網(wǎng)側(cè)a相電壓和電流

由圖7(a)可見(jiàn)網(wǎng)側(cè)電壓與電流是相位相同的正弦波，在t=0.1 s負(fù)載阻值突降時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流明顯增大，而且再次達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)電壓與電流依然同相，可見(jiàn)網(wǎng)側(cè)電流隨負(fù)載的變化而變化且能實(shí)現(xiàn)整流狀態(tài)的單位功率因數(shù)運(yùn)行。

圖7(b)中，t=0時(shí)直流母線電壓Vdc由初始值500 V開(kāi)始上升，經(jīng)0.16 s達(dá)最大值710 V，約在t=0.6 s時(shí)達(dá)到給定值600 V，在t=1 s負(fù)載阻值突降后Vdc降至約550 V，經(jīng)短暫的動(dòng)態(tài)調(diào)整后又回升到給定值600 V。

從圖7(c)可看出在t=0.6 s突加負(fù)載之后有功功率值從原來(lái)的穩(wěn)態(tài)值約20 KW經(jīng)過(guò)約0.1 s的調(diào)整時(shí)間就達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)值約40 KW，動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快。圖7(d)中在t=0.2 s之后無(wú)功功率為零，可見(jiàn)帶純電阻負(fù)載時(shí)PWM整流器處于整流狀態(tài)，且功率因數(shù)等于1。

2)反電勢(shì)負(fù)載。當(dāng)負(fù)載反電動(dòng)勢(shì)EL=2000 V，負(fù)載電阻RL=40 Ω時(shí)，得到的網(wǎng)側(cè)a相電壓和電流波形、直流側(cè)電壓波形與有功功率波形如圖8所示。圖8(a)中電壓與電流波形的正弦度高，RL上電壓為負(fù)，跟整流狀態(tài)相比負(fù)載電流反向了也就是電壓電流相位相反，說(shuō)明電能從負(fù)載側(cè)流向電網(wǎng)側(cè)，整流器處于逆變狀態(tài)。圖8(b)中，直流側(cè)電壓Vdc從初始值500 V開(kāi)始上升，于0.12 s達(dá)到最大值705 V，在t=0.6 s時(shí)穩(wěn)定在給定值600 V，紋波較小。圖8(c)中，逆變狀態(tài)時(shí)id為負(fù)，有功功率P=udid經(jīng)過(guò)約0.1 s的調(diào)整時(shí)間達(dá)到負(fù)的穩(wěn)態(tài)值。

(a)網(wǎng)側(cè)a相電壓和電流

由圖8可得出結(jié)論：DPC下的雙PWM變流器可實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)以提高電能利用率，并能實(shí)現(xiàn)逆變時(shí)的單位功率因數(shù)運(yùn)行。

4.2 機(jī)側(cè)PWM變流器仿真

圖9 機(jī)側(cè)PWM變流器的仿真模型

圖10(a)中三相定子電流在約t=0.2 s達(dá)到穩(wěn)態(tài)，在t=0.4 s給定角速度ω*突降后，定子電流增大，經(jīng)短暫的動(dòng)態(tài)調(diào)整之后達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)，定子電流頻率降低，圖中定子電流在穩(wěn)態(tài)時(shí)都是三相對(duì)稱的光滑正弦波。由圖10(b)和圖10(c)兩圖可看出，異步電機(jī)起動(dòng)后其角速度ω迅速上升，電磁轉(zhuǎn)矩Tem先快速增大，在t=0.04 s左右Tem達(dá)到最大值約13 N·m之后很快回落，約在t=0.06 s時(shí)ω達(dá)到給定初值80 rad/s，Tem回到零值。t=0.4 s時(shí)ω*突降后，Tem變?yōu)樨?fù)值使ω迅速減小，電機(jī)經(jīng)過(guò)短暫的制動(dòng)狀態(tài)后Tem又為正，在約t=0.44 s時(shí)達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)，ω降到新的角速度給定值40 rad/s，Tem重回到零值。

(a)定子三相電流

(b) 轉(zhuǎn)子角速度

針對(duì)傳統(tǒng)的交-直-交變頻器中電能無(wú)法雙向傳遞、電機(jī)的再生能量在濾波電容上產(chǎn)生的過(guò)高的泵升電壓會(huì)給系統(tǒng)帶來(lái)危害的問(wèn)題，本文提出了一種整流側(cè)采用引入新型開(kāi)關(guān)矢量表的DPC控制，機(jī)側(cè)變流器采用引入SVPWM技術(shù)的轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向矢量控制的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)，仿真實(shí)驗(yàn)的結(jié)果表明，該控制方案實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流諧波小、功率因數(shù)近于1、直流側(cè)電壓穩(wěn)定性高的控制目標(biāo)，且減小了無(wú)功功率的波動(dòng)，在電機(jī)突加負(fù)載時(shí)系統(tǒng)能迅速反應(yīng)而很快達(dá)到穩(wěn)態(tài)，從而證明了將采用該控制策略的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)用于泵站電機(jī)的有效性和可行性。

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