吳玫蓉
（國網寧夏電力有限公司電力科學研究院，寧夏銀川 750011）
隨著新型電力系統的加快建設，電網從集中式能源生產向分布式能源大規模利用轉變。微網作為分布式能源的有效管理方式受到國內外研究的關注，其中主從控制被廣泛應用于國內外的微網示范工程中[1-4]。并網運行時，微網內所有的微源均采用P/Q控制策略。并網轉孤島運行時，主控微源從P/Q切換為u/f控制，為微網系統提供電壓和頻率支撐。主控微源指的是當微網從并網轉孤島以及孤島運行時，系統發生能量變化時，主控微源能夠快速地注入或吸收能量，以維持系統電壓和頻率的穩定。主控微源一般選擇微型燃氣輪機、柴油發電機、儲能等可控分布式電源（distributed generation,DG）。
微網如何從并網運行平穩地切換至孤島運行是目前的研究熱點。文獻[5]提出包含濾波電感電流環、濾波電容電壓環和并網電感功率外環組成的三環控制策略，確保并網切換至孤島時微網的穩定運行和供電可靠性，但文中忽略了儲能系統內環參數對平滑切換的影響。文獻[6]提出改進電壓環調節器、軟件鎖相方法及儲能主控微源的控制器參數優化設計方法，但在設計主控微源控制器參數時并沒有考慮P/Q控制和u/f控制的不同特性，并且缺乏對優化參數的仿真驗證結論。
針對采用主從控制策略的微網，搭建主控微源變換器的通用控制模型，在文獻[7]提出的從并網轉孤島的平滑切換控制方法基礎上，提出基于主控微源的內環參數切換控制策略。該控制策略的核心是內環PI控制器的參數設計方法，因此根據P/Q控制和u/f控制目標的不同，分別采用二階系統和三階系統設計相應的內環PI 控制器參數。最后在PSCAD/EMTDC 中搭建的典型微網算例，針對是否采用切換內環參數控制策略，對目標值跟蹤、系統的頻率和電壓結果進行對比分析，仿真結果表明本文提出的基于主控微源的內環參數切換控制策略，能夠提升微網從并網切換至孤島運行模式時系統的穩定性和供電可靠性。
圖1 為主控微源變換器的控制原理，根據微網管理系統（microgrid management system, MMS）下發的運行指令，并網運行時主控微源采用P/Q控制策略，根據配電網的運行需求輸出相應有功功率和無功功率；
孤島運行時采用u/f控制策略，為微網系統提供支撐電壓和頻率。相位同步控制目的是保證微網與主電網的相位同步[8]，包括并網運行時的鎖相控制策略和孤島轉并網運行時的相位同步補償控制策略，此處不再贅述。其中Udc為直流側電壓，Va、Vb、Vc為變換器橋臂電壓的矢量值，L、C、R、iLi(i=a,b,c)、ui(i=a,b,c)分別為LC濾波器的電抗、電容、阻尼電阻、流過的電感電流、輸出電壓和輸出電流，iZj(j=a,b,c)為負載電流，ugi(i=a,b,c)為網側電壓。
圖1 主控微源變換器的控制原理
圖2 為主控微源變換器的控制系統結構框圖，根據文獻[8]主控微源的控制器包括外環控制器和內環控制器，外環控制器主要根據MMS下發的不同控制目標，選擇P/Q控制或u/f控制策略給定內環電流控制器的參考值idref和iqref，P/Q控制和u/f控制分別通過式（1）和式（2）給定idref和iqref：
圖2 主控微源變換器的控制系統結構
式中:idref_P/Q，iqref_P/Q，idref_u/f和iqref_u/f分別為P/Q和u/f控制給定的內環控制器d軸和q軸的參考電流；
ud和uq為LC濾波器輸出的三相電壓的dq變換；
udref和uqref為u/f控制電壓外環的d軸和q軸參考值，一般取udref為系統電壓幅值，uqref為0；
kuP和kuI為電壓外環PI控制器的比例系數和積分系數。
由文獻[6]可知主控微源的三相電壓型脈沖寬度調制（pulse width modulation,PWM）變換器的模型d軸和q軸相互耦合，因此引入前饋解耦控制策略，內環電流控制器的控制方程如式（3）：
式中：Vdref和Vqref為內環電流控制器輸出的電壓指令；
kiP和kiI分別為PI控制器的比例和積分參數；
id和iq為流過LC濾波器三相電流的dq變換；
ud和uq為LC輸出三相電壓的dq變換。
內環電流控制器采用PI控制器，其中比例環節用于提高系統的開環增益，積分環節用于消除系統的穩態誤差，但由于主控微源采用P/Q和u/f兩種控制策略，若PI控制器采用同一參數會造成無法滿足控制要求，甚至引起微網系統的頻率和電壓失穩。因此，針對微網從并網轉孤島運行的模式，本文基于文獻[7]的平滑切換控制策略，提出切換內環電流控制器參數的方案，即根據主控微源所采取的控制策略的不同設計內環控制器的PI參數，在微網的運行模式切換時同時進行PI控制器參數的切換。
2.1 基于二階系統的P/Q控制內環參數設計
P/Q控制外環控制器通過式（1）得出指令值，對內環電流控制器的PI參數并無影響，因此在后文的設計過程中僅考慮內環電流控制系統。
為了更接近實際中的離散控制過程，在圖2 的基礎上，考慮電流環采樣的延遲和PWM的小慣性特性，引入電流環采樣延遲傳遞函數GI(s)、逆變器的傳遞函數GC(s)和PI控制器的傳遞函數分別為[9]
式中：Ts為主控微源PWM 變換器的電流采樣周期。
在基波情況下，忽略流過電容的電流，則控制對象LC濾波器的傳遞函數為
將式（4）和（5）中的時間常數0.5Ts、Ts合并后，且暫不考慮uq的擾動，得到d軸電流內環的簡化控制結構，如圖3所示。
圖3 合并小時間常數的內環電流控制結構
當主控微源變換器PWM 的采樣頻率足夠高時，能夠忽略圖3 中等效時間常數1.5Ts的影響，因此d軸電流內環的控制結構可進一步簡化如圖4所示。
圖4 忽略小時間常數的內環電流控制結構
由圖4可得內環電流控制系統的開環傳遞函數Woi（s）和閉環傳遞函數Wci（s）分別為
式中：Kp=Udckip/2；
KI=UdckiI/2。
由式（9）的閉環傳遞函數可知電流內環為二階系統，因此可得內環控制系統的阻尼比ξ和自然振蕩頻率ωn為
結合式（9）和（10）可計算出內環電流控制器的參數kiP和kiI為
根據自動控制原理[10]，在二階系統的控制參數設計中一般取ξ=0.4～0.8，此時系統的超調量適度，并且調節時間較短。
2.2 基于三階系統的u/f控制內環參數設計
當主控微源采用u/f控制時外環控制器通過式（1）得出指令值，由于外環控制器亦采用PI 控制器，因此在設計內環電流控制器參數時需要考慮外環的影響。
u/f控制的目標是LC的輸出電壓ui（i=a，b，c），忽略LC濾波器的電阻，根據基爾霍夫定理可得圖1所示的主控微源變換器的數學模型為
由式（12）可知電流內環的控制對象傳遞函數為式（13），電壓外環的控制對象傳遞函數為式（14）。
在圖2的基礎上考慮實際過程的離散控制得到如圖5所示的u/f控制的d軸控制系統結構。由圖5 可知內環控制器的輸入為idref_u/f，輸出為id，同第2.1 節暫時忽略ud對電流內環的影響。則內環控制器的傳遞函數為
圖5 采用u/f控制的結構
式中：iZd為LC濾波器的輸出三相電流經過dq變換后d軸的值；
kPWM為2.1 節中忽略時間常數后PWM變換器的增益，kPWM=Udc/2。
式（15）中采用u/f控制的內環電流控制器輸出id包括兩部分：第一部分為內環電流控制器對外環控制器給定的參考值的跟蹤情況；
第二部分為負載電流iZd對內環電流控制器的擾動情況。根據式（15）可知采用u/f控制器的內環電流控制器為三階系統，可采用系統的特征根法進行控制器的參數的設計。內環電流控制器的閉環特征方程如下：
在控制工程實際中通常要求控制系統具有較快的響應速度、一定的阻尼程度以及減少死區、間隙和庫倫摩擦等非線性因素對系統的影響，此時要求三階及以上高階系統設計時具有一對共軛主導極點即可，在此設三階系統的特征根為
式中：S1和S2為共軛主導極點；
S3為非主導極點。則電壓電流雙環控制系統的閉環特征方程亦可表示為
對比式（16）和（18）易知ξ=0，并且可得內環控制器PI的計算公式為
3.1 算例描述
本文在PSCAD/EMTDC 平臺搭建如圖1 所示的微網系統結構，DG1和DG2的容量為500 kVA，DG1為主控微源，DG2為可再生微源，負荷為load1、load2和load3。仿真參數如下：
（1）負荷容量。
load1：0.80 MW+j0.16 Mvar；
load2：0.20 MW+j0.26 Mvar；
load3：0.40 MW+j0.15 Mvar。
（2）負荷參數。10 kV 線路的單位電阻為R=0.132Ω/km，X=0.253Ω/km；
35 kV 線路的單位電阻為R=0.45Ω/km，X=0.435Ω/km；
Z1n、Z2n、Z3n為0.4 kV 線路等效電阻，長度分別為242 m、508 m、207 m；
Z4n為10 kV線路等效電阻，長度為15 km。
（3）主變壓器參數。變壓器的接地方式均為Y/△連接，隔離變壓器T1和T2容量均為500 kVA，變壓器變比為0.4/10 kV；
主網變壓器Tz容量為8 MVA，變壓器變比為10/35 kV。
圖6 仿真微網系統結構
設置仿真時間為5 s，t=2 s前DG1和DG2均采用P/Q控制策略，DG1、DG2的有功功率和無功功率參考值分別設置為0.4 MW，0 Mvar 和0 MW，0 Mvar；
t=2 s 時，微網從并網切換至孤島運行，DG2作為主控單元切換為u/f控制，DG1仍采用并網運行時候的P/Q控制。根據上述仿真參數，對上述設計的內環電流控制器參數進行如下驗證：
Case1，當t=2 s 時DG1未切換內環控制器的參數，即孤島運行時內環仍采用P/Q控制設計的內環控制器參數。
Case2，當t=2 s 時DG1采用內環控制器參數切換控制策略。
3.2 仿真結果
Case1 的仿真結果如圖7 至圖10 所示，當微網從并網切換到孤島時（t=2 s），DG1亦從P/Q控制切換為u/f控制，但內環控制器的d軸和q軸實際電流均無法跟蹤目標值，而且呈震蕩發散狀態；
由于u/f內環控制器無法跟蹤目標值導致外環亦無法跟蹤目標值，此時系統電壓和頻率在并網轉孤島時近似為0.8 p.u.和53 Hz，微網處于孤島狀態時頻率和電壓亦超過標準所允許的范圍并且不斷振蕩發散，導致系統失去穩定性。綜上可知，主控微源不采用切換內環電流控制器參數的策略會造成系統無法平滑地從并網切換至孤島，嚴重時更無法保證微網的電壓和頻率穩定。
圖7 內環控制器的d軸電流（Case1）
圖8 內環控制器的q軸電流（Case1）
圖9 微網的系統頻率（Case1）
圖10 微網的系統電壓（Case1）
Case2 的仿真結果如圖11 至圖14 所示，t=2 s時微網運行狀態切換至孤島，DG1的內環電流控制器均在0.5 s內快速跟蹤電流目標值，運行模式切換后系統電壓最大偏差為-0.08～0.05 p.u.、頻率最大偏差為-0.3 ～0.5 Hz，均在標準規定的允許范圍內。
圖11 內環控制器的d軸電流(Case2)
圖12 內環控制器的q軸電流（Case2）
圖13 微網的系統頻率（Case2）
圖14 微網的系統電壓（Case2）
綜上分析可知當采用本文的內環電流控制器參數設計方法時，能夠保證從并網切換到孤島運行時主控微源快速跟蹤目標值，進而保證系統的平滑切換和孤島運行的穩定性。
在采用主從控制的微網中，為了使微網平滑地從并網運行切換至孤島運行，提出一種基于主控微源的內環參數切換控制策略。在建立主控微源通用控制模型的基礎上，根據不同的控制目標，分別通過典型二階系統和三階系統設計P/Q控制、u/f控制內環PI 控制器的參數，在微網從并網轉孤島的同時切換內環參數。最后搭建微網仿真算例，分析結果表明所提出的策略不僅滿足控制系統快速跟蹤目標值的特性，而且能夠主動支撐系統的電壓和頻率。
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