夏梓豪，李玉東
(河南理工大學 電氣工程與自動化學院，河南 焦作 454003)
并網逆變技術在新能源發電中起到至關重要的作用，且電能質量由并網逆變裝置決定[1-5]。并網逆變器、濾波器及其控制策略參數設定決定了并網逆變裝置性能的質量[6]。單電感L型濾波器諧波抑制諧波能力強于LCL濾波器。LCL濾波器體積小、成本低，但其參數選取較為復雜，需要考慮多種因素。LCL型濾波器會產生諧振，導致并網逆變裝置不穩定[7]，因此對系統的控制設計提出了更高的要求。
在并網電流控制策略中，電流的總諧波失真(Total Harmonic Distortion，THD)是衡量并網逆變系統的重要指標之一。相關研究表明，影響并網電流THD的原因有[8]兩點：(1)并網逆變系統需通過逆變環節實現電能質量變換和輸入輸出功率的傳輸。電力電子開關頻率過大會導致并網電流THD增大，影響電能質量；
(2)在并網逆變系統的閉環控制策略中，電流內環性能對THD的影響較大。為解決并網電流諧波含量較高的問題，研究人員對并網逆變器拓撲結構、控制策略及算法均進行了深入的分析和研究。其中，電能質量的好壞將影響光伏并網逆變器系統的性能，因此電能質量分析已成為當前研究熱點[9]。研究人員提出多種控制策略來提高電能質量[10-16]，例如PI控制、滯環控制、重復控制、無差拍控制等。文獻[10]提出的PI控制具有簡單、響應速度慢的特點。但開關器件頻率和電網電壓擾動都對PI控制有影響，逆變器輸出電流諧波含量仍較大。文獻[11～12]提出的滯環控制具有較快的動態響應，但其控制精度受滯環寬度影響，環寬越大所需控制精度越小，此外滯環控制損耗較大，也易對系統造成影響。文獻[13～14]提出的重復控制內模延遲環節會導致其動態性能較差。文獻[15～16]提出的無差拍控制具有響應速度快、電流控制精度高等優點，但需占空比當前拍計算當前拍輸出，否則傷害系統穩定性。
本文采用準比例諧振控制(Quasi-Proportional Resonance，QPR)與電壓前饋相結合的控制策略來提高并網電流質量。根據準比例諧振控制在諧振頻率處增益無窮大的特點來消除并網電流穩態誤差，并在電流內環引入電壓前饋消除電壓對系統影響，從而改善電能質量。分析對比了不同QPR控制器參數對系統影響設定最優參數，最后建立MATLAB/Simulink仿真模型并搭建dSPACE-DS1104半實物仿真平臺來驗證控制策略有效性。
圖1 單相并網逆變器控制結構Figure 1. Single-phase grid-connected inverter control structure
2.1 電壓前饋與準比例諧振控制器原理
圖2為電流環控制框圖，G(s)為QPR控制器。逆變環節忽略延遲環節和死區等非線性因素，等效為比例環節KPWM。Ug對于系統而言為擾動量，H為反饋系數。電流環傳遞函數為
(1)
圖2 電流環結構框圖Figure 2. Block diagram of current loop structure
引入電壓前饋如圖2所示。由式(1)得，當滿足
(2)
(3)
此時可消除電壓對系統影響，使系統獲得更好的跟隨性和抗干擾性能，從而提高電能質量。
電壓畸變、電力系統頻率偏移等非理想條件因素導致并網電流低頻次諧波含量高。逆變裝置通常采用經典的PI控制器，該控制器是線性控制器，其中的積分環節是為了減少靜態誤差，比例環節是為減少系統偏差。PI控制器的傳遞函數為
(4)
式中，Kp是比例增益；
Ki是積分增益。PI控制器在諧振頻率處增益為
(5)
其中，API是PI控制器在諧振頻率處增益，理想PR控制器傳遞函數為
(6)
式中，Kr、Kp分別為諧振系數與比例系數。理想PR控制器在諧振頻率處增益如式(7)所示。
(7)
PI控制在系統整體的頻率處增益較小，理想PR控制在基波頻率處增益無窮大?；趯嶋H數字系統和元件參數精度限制，在非理想條件下諧波抑制效果較差，故理想PR控制器在實際中難以實現。本文選用QPR控制器，其原理為：在兩相旋轉坐標系下持續對正、負序分量提供增益，實現對諧波信號無靜差調節。QPR控制器的傳遞函數為
三組中度患者治療前MMRC評分、6MWD、FEV1預計值比較差異無統計學意義（P＞0.05），治療后，策略1組和策略2組較治療前明顯改善，兩組改善程度優于對照組，策略2組的6MWD、FEV1預計值改善程度更明顯（P＜0.05），見表1。
(8)
當s=jω時，代入式(9)，使得增益無窮大。
(9)
當QPR控制器在基波頻率時，控制器增益為無窮大，相角位移是0，可實現對特定次頻率進行無誤差跟蹤。由圖3可知，QPR控制器由兩部分組成，分別是兩個積分環節以及一個比例環節。輸入信號i*經過Kp和準諧振控制器通道，采用頻域設計的方法實現對比例系數Kp與準諧振系數Kr的調節。
圖3 準比例諧振控制器結構框圖Figure 3. Block diagram of the quasi-proportional resonant controller
圖4為PI與QPR控制器開環傳遞函數伯德圖。由圖4可得QPR控制器伯德圖在諧振頻率處增益比PI控制下大，且電流內環相角裕度在QPR控制下明顯大于PI控制下相角裕度。綜上所述，QPR控制提高了系統的穩定性。
圖4 QPR與PI控制下伯德圖Figure 4. Bode diagram under QPR and PI control
2.2 準比例控制器參數設計
從式(6)可看出準比例諧振控制器有Kr、ω0、Kp3個參數。ω0為諧振頻率，通常取工頻50 Hz(工頻的整數倍)；
Kp為積分系數，本文取0.5；
ωc是截止頻率，這3個參數決定了系統的性能。截止頻率ωc與諧振頻率大小呈現正相關的關系，諧振范圍隨著準比例諧振控制器中諧振頻率增大而增大，本文利用控制變量法對參數進行分析。
圖5為當ωc保持不變時，Kr變化的伯德圖。由圖可知，當ωc保持不變時，Kr參數值越大，準諧振控制器在諧振點處增益越大，截止頻率ωc決定帶寬大小。
圖5 Kr參數不同時伯德圖Figure 5. Bode diagram with different Kr values
圖6為當Kr保持不變時，ωc變化的伯德圖。由圖6可以看出，隨著截止頻率ωc增大，諧振頻率ω0處增益也會增大。Kr與ωc并不是無限增大，在非理想狀態下Kr影響系統收斂性和穩定性，當Kr取值過大則系統穩定性、收斂性較差；
ωc決定系統選頻特性，當ωc取值過大，系統選頻特性與控制性能會變差。
圖6 ωc參數不同時伯德圖Figure 6. Bode diagram with different ωc values
綜上所述，對于準比例諧振控制器參數設定首先確定截止頻率ωc，諧振系數Kr決定控制器增益大小，需根據系統抗干擾性和穩定性確定比例系數。Kp與參數Kr相互影響，要根據所選系統實際情況確定ωc和Kr的最佳參數，本文取ωc=5 rad·s-1，Kr=60，Kp=0.5。
2.3 準比例諧振離散化
本文采用雙線性變換對QPR控制器進行離散化處理[17-18]
(10)
將式(10)帶入式(8)得離散域傳遞函數為
(11)
其中
(12)
根據式(12)可得數字信號處理器dSPACE實現差分計算式如下
(13)
式中，u(k)為QPR控制器輸出；
ei(k)為電流誤差信號。
3.1 仿真結果
搭建MATLAB/Simulink仿真模型，仿真參數如下：開關頻率為20 kHz，電容為2.8 μF，逆變側電感為1 mH。圖7(a)為PI控制下仿真圖，圖7(b)為QPR控制與電壓前饋結合策略下電壓與并網電流仿真波形。圖7(a)表明在電壓畸變條件下PI控制無法消除并網電流的不平衡，且并網電流紋波較大。圖7(b)表明QPR控制與電壓前饋結合策略下并網電流電流紋波小，消除了電流平衡問題，表明所提控制策略有效。圖7(c)為PI控制下FFT分析圖，并網電流為4.61 A，諧波含量為8.37%，大于國際標準，電流質量較差。圖7(d)為QPR控制下FFT分析圖，并網電流為4.53 A，諧波含量為1.63%。仿真結果表明QPR控制與電壓前饋相結合控制策略可有效抑制并網電流諧波，改善并網電流質量。
(a)
(b)
(c)
(d)圖7仿真結果(a)PI控制下仿真波形 (b)QPR控制下仿真波形(c)PI控制ig諧波含量 (d)QPR控制ig諧波含量Figure 7.Simulation results(a)Simulation waveform under PI control(b)Simulation waveform under QPR control(c)PI control ig harmonic content(d)QPR control ig harmonic content
3.2 實驗結果
為了進一步驗證并網逆變系統中QPR控制與電壓前饋結合策略的有效性，在dSPACE-DS1104半實物仿真平臺下進行實驗測試，對PI和QPR控制與電壓前饋結合策略在穩定運行狀態下電壓電流波形進行驗證。dSPACE-DS1104半實物實驗系統如圖8所示，主要由dSPACE-DS1104控制器、逆變電路、功率器件驅動電路組成。實驗參數如表1所示。
表1 實驗參數
(a)
(b)圖8 dSPACE-DS1104半實物實驗系統(a)半實物系統結構控制圖(b)dSPACE-DS1104半實物實驗系統實物圖Figure 8. dSPACE-DS1104 semi-physical experimental system(a)Control diagram of semi-physical systemstructure(b)Physical diagram of the dSPACE-DS1104 semi-physical experiment system
如圖9(a)、圖9(b)所示分別為PI控制與QPR控制與電壓前饋結合策略下電壓與并網電流實驗波形。相較于PI控制，QPR控制下并網電流波形正弦度更好，電流紋波更好，電流諧波含量低，電壓和電流質量都有所改善。
(a)
(b)圖9兩種不同控制策略下實驗波形(a)PI控制下實驗波形(b)QPR控制與電壓前饋控制實驗波形Figure 9. Experimental waveforms under two different control strategies(a)Experimental waveform under PI control(b)Experimental waveforms of QPR control and voltage feed-forward control
圖10(a)是未使用電壓前饋時入網電流、電壓實驗波形，如圖10(b)所示為采用電壓前饋后入網電流、電壓實驗波形。由兩者對比分析可知，采用電壓前饋后，可更好抑制電壓、電流諧波分量，提高電能質量，實現單位功率因數并網。
(a)
(b)圖10采用電壓前饋對比實驗波形(a)未采用電壓前饋前饋時實驗波形(b)采用電壓前饋后實驗波形Figure 10. Comparison of experimental waveforms using voltage feed-forward(a)Experimental waveform without voltage feed-forward(b)Experimental waveform after adopting voltage feed-forward
本文采用單相并網逆變器系統作為控制對象，為提高并網電流質量，采用QPR控制與電壓前饋相結合控制策略來減小并網電流THD，提高并網質量。準比例諧振控制在諧振頻率處具有無窮大增益，可以實現并網電流零穩態誤差控制，電壓前饋可以消除電壓對系統影響，并提高并網電流質量。本文最后建立MATLAB/Simulink仿真模型，并搭建dSPACE-DS1104半實物仿真平臺，驗證了該策略的有效性。
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